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    • 专利摘要:
    Bei einer gepackten integrierten Schaltung beschränkt die Packungsinduktivität die Rate, mit welcher ein Strom von außerhalb des Chips in Abhängigkeit von einer Änderung beim Strombedarf der integrierten Schaltung auf dem Chip variiert werden kann. Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungsregulatorschaltung auf dem Chip zum Regulieren von Multizyklusspannungsfluktuationen einer integrierten Schaltung in Verbindung mit Änderungen beim Strombedarf der integrierten Schaltung. Der Spannungsregulator speist Strom ein, um einen Unterspannungszustand zu verhindern, und senkt Strom, um einen Überspannungszustand zu verhindern.
    公开号:DE102004001062A1
    申请号:DE200410001062
    申请日:2004-01-02
    公开日:2004-07-22
    发明作者:Christophe Kawasaki Giacomotto；Akihiko Kawasaki Harada；Robert P. Kawasaki Masleid
    申请人:Fujitsu Ltd；
    IPC主号:H02M3-07
    专利说明:
    [0001] Diese Anmeldung bezieht sich aufdie US-Patentanmeldung mit dem Titel "Optimales Induktormanagement " mit den ErfindernRobert Paul Masleid, Christoper Giacomotto und Akihiko Harada unddemselben Anmeldungsdatum wie diese Anmeldung.
    [0002] Diese Erfindung betrifft das Regulierender Spannung einer integrierten Schaltung, die eine zugehörige Packungsinduktivität und einenvariablen Strombedarf hat.
    [0003] Hochgeschwindigkeitsmikroprozessoren werdenzunehmend gestaltet, um auf einer niedrigen Betriebsspannung undmit engen Toleranzen bei einer akzeptablen Leistungsversorgungsspannungzu arbeiten. Insbesondere müsseneinzelne Halblei tervorrichtungen und kritische Logikpfade in derLage sein, ungünstigstenSpannungsvariationen zu überstehen.
    [0004] Die Strombedürfnisse einer Hochgeschwindigkeitsmikroprozessorschaltungkönnensich schnell ändern,was es schwierig macht, die Spannung auf dem Chip aufgrund der signifikantenPackungsinduktivitäteiner gepackten Mikroprozessorschaltung zu steuern. Übliche Packungsinduktivitätswertebegrenzen die Fähigkeitdes Packungsinduktors, auf Änderungenbeim Strombedarf in Zeitmaßenvon weniger als ungefähr10 Nanosekunden anzusprechen. Ein herkömmlicher Ansatz zu diesem Problemist, passive Entkopplungskondensatoren zu verwenden, um den Effektvon Stromänderungenauf die Mikroprozessorbetriebsspannung zu verringern. Jedoch benötigen Entkopplungskondensatoreneinen signifikanten Chipbereich, insbesondere wenn sie so zu bemessensind, um eine enge Spannungsregulierung für große plötzliche Variationen beim Strombedarfzu gestatten, wie Multizyklusänderungenbeim Strombedarf in Verbindung mit Änderungen beim Strom, der vondem Mikroprozessor fürMultitaktzyklen benötigtwird, wie Änderungenbeim Logikstrom. Zusätzlichkann es fürherkömmlicheEntkopplungskondensatoren schwierig sein, auf plötzliche Multizyklusänderungenbeim Strombedarf anzusprechen.
    [0005] Daher wird ein verbessertes Verfahrenzum Regeln der Spannung eines Mikroprozessors in Verbindung mit Änderungenbeim Strombedarf des Mikroprozessors benötigt.
    [0006] Die vorliegende Erfindung betriffteinen Spannungsregulator zur Verwendung innerhalb einer integriertenSchaltung (IC), um die Multizyklusspannungsfluktuationen in derIC zu regulieren, die eine zugehörigePackungsinduktivitäthat, die die Rate beschränkt,mit der sich ein Strom von einer regulierten Spannungsquelle inAbhängigkeitvon einer Änderungbeim Strombedarf der IC ändernkann. Der Spannungsregulator senkt den Strom, wenn die Betriebsspannungder IC übereine obere Triggergrenzwertspannung ansteigt, die für eine Multizyklus-Abnahmebeim Strombedarf indikativ ist, was zu einem Überspannungszustand führen kann.Der Spannungsregulator speist Strom ein (engl.: "sources current"), wenn die Betriebsspannung der ICunter eine untere Triggergrenzwertspannung abnimmt, die für eine Multizyklus-Zunahmebeim Strombedarf indikativ ist, was zu einem Unterspannungszustandführen kann.Bei einem Ausführungsbeispielenthältder Spannungsregulator wenigstens zwei Kondensatoren, die parallelgekoppelt sind, um Strom zu senken, in Reihe geschaltet sind, umStrom einzuspeisen, und durch einen Spannungsteiler auf eine Spannung zurückgesetztwerden, die geringer ist als eine Zielbetriebsspannung, um die Fähigkeitdes Regulators aufrecht zu erhalten, Strom zu senken oder einzuspeisen.
    [0007] 1A istein Blockdiagramm, das die Funktion einer aktiven Leistungsstabilisiererschaltungdarstellt.
    [0008] 1B istein Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispieleiner aktiven Leistungsstabilisiererschaltung darstellt, die geschalteteKondensatoren verwendet, um Strom einzuspeisen und zu senken.
    [0009] 2A istein Äquivalenzschaltungsmodel einesMikroprozessors, der wenigstens eine aktive Leistungsstabilisiererschaltungder vorliegenden Erfindung enthält.
    [0010] 2B zeigtein vereinfachtes Stromquellenmodel des Mikroprozessors.
    [0011] 3A istein Diagramm, das Betriebsbereiche der aktiven Leistungsstabilisiererschaltungder vorliegenden Erfindung in einem Mikroprozessor darstellt.
    [0012] 3B istein Diagramm, das Änderungen beimInduktorstrom und beim aktiven Leistungsstabilisiereransprechennach einer Änderungbeim Strombedarf darstellt, die in einer Änderung bei der Mikroprozessorbetriebsspannungresultiert.
    [0013] 3C zeigtGraphiken von Simulationen der Multizyklusspannungsabhängigkeitfür Schaltungen,die einen aktiven Leistungsstabilisierer der vorliegenden Erfindungverwenden, und fürSchaltungen, die keinen aktiven Leistungsstabilisierer der vorliegendenErfindung verwenden.
    [0014] 4 istein Blockdiagramm, das eine kompakte aktive Leistungsstabilisiererschaltungder vorliegenden Erfindung darstellt.
    [0015] 5 stellteine Kondensatorbrückenschaltungzum Bilden einer bidirektionalen Stromquelle dar.
    [0016] 6 stelltein Ausführungsbeispieleiner Aufrechterhaltungsschaltung zum Rebalancieren der Ladung aufKondensa toren in der Brückenschaltung ineinem Aufrechterhaltungszustand dar.
    [0017] 7 stellteine exemplarische Wahrheitstabelle für den kompakten aktiven Leistungsstabilisiererdar.
    [0018] 8 istein Blockdiagramm, das einige Aspekte der Grenzwertsensoren undSteuerschaltung des kompakten aktiven Leistungsstabilisierers darstellt.
    [0019] 9A, 9B, 9C und 9C stellenSensorschaltungen dar.
    [0020] 10 stelltSteuerschaltungen dar.
    [0021] Die vorliegende Erfindung enthält allgemein eineaktive Leistungsstabilisiererschaltung zum Regulieren der Spannungeiner Mikroprozessorschaltung. In einer Mikroprozessorschaltungist die Chipleistung durch die Spannungstoleranz bei jeder Vorrichtungund jedem kritischen Pfad einer Logikschaltung beschränkt, für die eserforderlich ist, übereinen vollständigensicheren Betriebsspannungsbereich betreibbar zu sein.
    [0022] Die 1A istein hochniveauiges Funktionsblockdiagramm, das einige Aspekte derFunktion eines aktiven Leistungsstabilisierers (APS) 180 der vorliegendenErfindung darstellt. Der APS 180 ist eine Spannungsregulatorschaltung,die als eine oder mehrere Schaltungen implementiert ist, die aufeiner integrierten Mikroprozessorschaltung angeordnet ist/sind,zum Regulieren der Spannung auf den Chip, insbe sondere in Abhängigkeitvon Multizyklusänderungenbeim Strombedarf. Beispiele von Multizyklusereignissen enthaltendas Starten, da Logikpfade typischerweise eine Anzahl von Zyklennach der ersten führendenTaktflanke einschalten. Andere Beispiele von Multizyklusereignissenenthalten Taktstoppereignisse oder plötzliche Änderungen bei dem Strombedarfvon Logikschaltungen.
    [0023] Der APS 180 enthält einenSpannungssensor 110, um eine MikroprozessorschaltungsbetriebsspannungVdd zu erfassen und sie mit einer regulierten Zielspannung Vdd0 zu vergleichen. Eine Steuerschaltung 120 bestimmt,ob Vdd innerhalb eines normalen Betriebsbereichs ist. Wenn die Spannungeinen Grenzwerthochspannungspegel Vddh = Vdd0 + ΔV1 übersteigt,wobei ΔV1eine vorgegebene Spannungsdifferenz ist, triggert die Steuerschaltungeine bidirektionale Stromquelle 130 zum Absenken von Strom,wodurch bewirkt wird, dass die Mikroprozessorschaltungsspannunggehindert wird, einen sicheren oberen Spannungspegel Vmax zu übersteigen. Wennjedoch die Spannung unter einen Grenzwertniederspannungspegel Vdd1= Vdd0 – ΔV2 (wobei ΔV2 eine weiterevorgegebene Spannungsdifferenz ist, die gleich sein kann zu oderverschieden sein kann von ΔV1)abnimmt, triggert die Steuerspannung die bidirektionale Stromquelle 130,um Strom einzuspeisen, wodurch bewirkt wird, dass die Mikroprozessorspannungdaran gehindert wird, unter einen sicheren unteren SpannungspegelVmin abzusinken. Somit wird Strom nur eingespeist oder gesenkt,wenn die Betriebsspannung überdefinierte Schwellenwert(Trigger-)Spannungen hinaus abweicht. Alsein illustratives Beispiel kann es für eine Mikroprozessorschaltung,die eine nominale Betriebsspannung von 1,0 Volt hat, für die Spannungerforderlich sein, dass sie auf innerhalb plus oder minus 5 % reguliertwird. Ferner kann ein Quasidauerzustandsbetrieb eine Welligkeitvon 1 % in Verbindung mit einem normalen Taktbetrieb enthalten.Bei einem Beispiel kann die Spannungsdifferenz ausgewählt sein,so dass sie zwischen jener, die mit einer normalen Taktwelligkeit verbundenist, und dem maximalen sicheren Betriebsbereich ist, wie obere unduntere Spannungspegel entsprechend Spannungsvariationen von plus oderminus 3 %.
    [0024] Die 1B istein Funktionsblockdiagramm, das genauer ein Ausführungsbeispiel eines APS 180 für einenHochgeschwindigkeitsmikroprozessor darstellt. Eine Bank von Kondensatorenist mit einem Schaltnetzwerk gekoppelt, um als eine Stromquelle undStromsenke zu dienen. Bei einem Ausführungsbeispiel erfasst eineanaloge Schaltung, wie eine Abzweigschaltung 135, Störungen ineiner Mikroprozessorspannung Vdd, wie durch Vergleichen der augenblicklichenVdd mit der Vdd, die durch einen Tiefpassfilter 140 gefiltertwurde. Differenzialverstärker 145 werdenbevorzugt zum Verstärkender Signale verwendet. Ein Logiktreiber 150 hat bevorzugteine ausreichende Verstärkung,um schnell auf Spannungsverschiebungen zu reagieren, und kann zumBeispiel Verstärkungskettenenthalten. Wenn die Spannung Vdd einen ersten vorgegebenen Prozentsatz über demZiel Vdd0 (z. B. + 3 %) übersteigt, schaltet der Logiktreiber 150 ineiner Kondensatorbank 155 Schalter ein, um Kondensatorenparallel zu koppeln, um den Strom zu senken. Wenn jedoch die Spannungunter einen zweiten vorgegebenen Prozentsatz unter die ZielspannungVdd0 (z. B. – 3 %) abfällt, schaltet der Logiktreiber 150 Schalterin der Kondensatorbank 155 ein, um Kondensatoren in Reihezu koppeln, um Strom einzuspeisen. Eine Aufrechterhaltungsschaltung 160 dientzum Zurücksetzender Kon densatoren in der Kondensatorbank auf eine ausgewählte Startspannung,wenn es von ihnen nicht erforderlich ist, Strom einzuspeisen oderzu senken, z. B. eine Spannung vorzugsweise zwischen 0,5 Vdd0 und Vdd0, wie eineSpannung von ungefähr 0,75Vdd0. Bei dem Ausführungsbeispiel verwendet derAPS 180 eine Spannungsteilerschaltung, um die Kondensatorenauf die ausgewählteStartspannung zurückzusetzen.Ein Leerlaufzustand kann enthalten sein, um den APS 180 zuzwingen, in einen Ruheleerlaufzustand mit niedriger Leistung einzutreten,z. B. durch Ausschalten der Schalter des Schaltnetzwerks der Kondensatorbank,um die Kondensatoren zu entkoppeln.
    [0025] Die 2A stelltein Äquivalenzschaltungsleistungsmodell 201 für ein Ausführungsbeispieleines Mikroprozessors 210 dar, der einen aktiven Leistungsstabilisierer 180 gemäß der vorliegendenErfindung enthält.Jede aktive Leistungsstabilisierer 180 ist an das interneLeistungsgitter der Mikroprozessorschaltung 230 auf demChip gekoppelt, um Strom an einem Knoten 285 auf dem Chipeinzuspeisen oder zu senken. Bei einigen Ausführungsbeispielen sind APS-Schaltungen 180 über dasgesamte Leistungsgitter auf dem Chip verteilt, obwohl für die Zwecke derDarstellung der Äquivalenzschaltungdes gepackten Mikroprozessors ein einzelner APS 180 in der 2A dargestellt ist.
    [0026] Die Mikroprozessorschaltung 230 erhält Leistungvon einer externen Leistungsversorgung am Knoten 290. Eineregulierte Spannung außerhalbdes Chips, die durch eine externe Leistungsversorgung außerhalbdes Chips erzeugt wird, ist an den Mikroprozessor 230 gekoppeltdurch und wird behindert durch die Packungsinduktivität 245,die mit einer Packung 240 zusammenhängt. Beispielsweise kann die Packung 240 verschiedeneLeistungsebenen zur Verteilung zu der Mikroprozessorschaltung 230 darin enthalten.Zusätzlichkann die Pakkung 240 verschiedene Eingangs-/Ausgangspunkteoder -flecke haben, die eine externe Kommunikation mit der Mikroprozessorschaltung 230 gestatten.Sowohl die Leistungsebenen, als auch die Flecke erzeugen eine Packungsinduktivität 245.
    [0027] Überausreichend lange Zeitperioden wird die Spannung, die am Knoten 285 andie Mikroprozessorschaltung 230 gekoppelt ist, die Referenzspannungvon der externen Leistungsversorgung von außerhalb des Chips sein. Jedochbeschränkt über ausreichendkurze Zeitperioden die Packungsinduktivität 245 die Fähigkeitder externen Leistungsversorgung, die Mikroprozessorschaltungsspannung inAbhängigkeitvon Änderungenim Mikroprozessorlaststrom zu regeln. Folglich enthält die Mikroprozessorschaltung 230 wenigstenseinen Entkopplungskondensator, wie einen parasitären Entkopplungskondensator 202 undexpliziten Entkopplungskondensator 204. Jeder Entkopplungskondensator 202 und 204 hatauch einen damit verbundenen Reihenwiderstand, der seine Ansprechzeitbeschränkt.Wie unten genauer beschrieben ist, haben die Entkopplungskondensatoren 202 und 204 einebeschränkte Fähigkeit,die Mikroprozessorspannung in Abhängigkeit von sich schnell änderndenMikroprozessorströmenzu regeln.
    [0028] Die Mikroprozessorschaltung 230 kanngestaltet werden, so dass sie einen zeitvariablen Strombedarf inVerbindung mit einem Taktführungsflankenstrom 250,Taktabfallflankenstrom 260 und einem Logikstrom 270 hat.Die Taktströme 250 und 270 sind typischerweiseperiodisch (zyklisch) währendeines Normalbetriebs. Jedoch könnensich der Taktstrom und der Logikstrom auch abrupt in einer nichtperiodischenWeise ändern,wie währendeines Taktstoppereignisses oder eines Kaltstartes. Der Logikstrom kannauch währendeines Startens oder anderer Zuständenvariieren. Folglich kann die Mikroprozessorschaltung zusätzlich zuzyklischen Variationen beim Strombedarf auch abrupte Zunahmen oderAbnahmen beim Strombedarf haben, die über mehrere Taktzyklen fortdauern.
    [0029] Die Impedanz vom Induktor 245 beschränkt dieRate, mit welcher die Leistungsversorgung von außerhalb des Chips auf abrupte Änderungenbeim Strombedarf reagieren kann. Dies kann mathematisch ausgedrückt werdenals: dI/dt = dV/L, wobei dI/dt die Zeitrate der Änderung des Induktorstroms ist,dV die Differenzspannung überdem Induktor 245 zwischen Knoten 285 und 290 ist,und L die Packungsinduktivitätist.
    [0030] Die 2B istein Strommodell 295 der Äquivalenzschaltung von 2A. Die Entkopplungskondensatorenkönnenals ein einziger Äquivalenzkondensatorgestaltet sein, der an den Knoten 285 gekoppelt ist undeinen Kondensatorstrom Ic erhält.Der Takt und die Logik ziehen einen Gesamtstrom I(Takt + Logik)und könnenals ein einzelnes Element gestaltet sein, das einen zeitlich variierendenStrom zieht. Die Rate, mit welcher der Induktorstrom IL variierenkann, wird von der Spannungsdifferenz zwischen der regulierten Spannungund der Spannung am Knoten 285 abhängen. Der APS 180 wirdgetriggert, um nur dann als eine signifikante Stromsenke zu wirken,wenn die Spannung übereine obere Triggerspannung ansteigt, und wird getriggert, um nur dannals eine signifikante Stromquelle zu wirken, wenn die Spannung amKnoten 285 unter eine untere Triggerspannung abnimmt. Selbstfür einevergleichsweise niedrige Packungsinduktivität, wie 6 pH, wird der Induktor 245 einezugehörigeAnsprechzeit haben, die größer alsungefähr10 Nanosekunden ist. Folglich kann sich für sehr kurze Zeitintervalle (z.B. 1 Nanosekunde) der Induktorstrom nicht spürbar ändern. Dies kann zu einer Änderungin der Mikroprozessorschaltungsspannung am Knoten 285 in Verbindungmit einem Laden oder Entladen der Äquivalenzentkopplungskondensatorenin Übereinstimmungmit bekannten Stromgesetzen führen,so dass der Gesamtstrom, der in den Knoten 285 von demInduktor eintritt, durch die anderen Ströme ausgeglichen werden muss,die eintreten in den/abgehen von dem Knoten 285. Wenn zumBeispiel der Chipstrombedarf I(Takt + Logik) plötzlich abfällt, wird der Induktorstromfür kurzeZeitintervalle ungefährkonstant. Folglich. werden sich die Entkopplungskondensatoren aufladen,was die Mikroprozessorschaltungsspannung am Knoten 285 erhöht, bisder Induktor reagieren kann. Alternativ werden sich, wenn der Strombedarfplötzlichansteigt, die Kondensatoren entladen, was die Mikroprozessorschaltungsspannungam Knoten 285 absenkt, bis der Induktor reagieren kann.Jedoch kann in Abhängigkeitvon einer Multizyklusänderungbeim Strombedarf von I(Takt + Logik) der Induktor nicht in der Lagesein, ausreichend schnell zu reagieren, um einen unsicheren Spannungszustandzu verhindern, wie einen unsicheren hohen Spannungs- oder unsicherenniedrigen Spannungszustand.
    [0031] Bei der vorliegenden Erfindung wirktder APS 180, um die Mikroprozessorspannung daran zu hindern,gewünschtesichere obere und untere Pegel zu überschreiten. Bei bevorzugtenAusführungsbeispielenist der APS 180 konfiguriert, um als eine ergänzende Stromquellezu wirken, die nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung am Knoten 285 untereinen unteren Triggerspannungspegel Vdd1 abnimmt, was für eine plötzliche Zunahmebeim Strombedarf der Mikroprozessorschaltung Indikativ ist. Beibevorzugten Ausführungsbeispielenist der APS 180 auch konfiguriert, um als eine ergänzende Stromsenkezu wirken, die nur eingeschaltet wird, wenn die Spannung über einenoberen Triggerspannungspegel Vddh ansteigt, der für eine plötzlicheAbnahme beim Strombedarf der Mikroprozessorschaltung Indikativ ist.
    [0032] Einige der Vorteile der vorliegendenErfindung könnenunter Bezugnahme auf die 3A–3C verstanden werden. Wiein der 3A dargestelltist, gibt es eine regulierte Zielspannung 354 Vdd0 = V0. Es gibt eine sichere Maximalspannung 350 Vmax undeine sichere Minimalspannung 358 Vmin, für welchedie integrierte Schaltung gestaltet ist, um zu arbeiten. Die obereTriggerspannung 352, die den APS 180 triggert,um Strom zu senken, entspricht Vdd > Vdd0 + ΔV1, wobeiVdd0 + ΔV1 < Vmax. Die untereTriggerspannung 356, die den APS 180 triggert,um Strom einzuspeisen, entspricht Vdd < Vdd0 – ΔV2, wobeiVdd0 – ΔV2 > Vmin. Dies führt dazu, dassder APS 180 Strom einspeist oder senkt, wie es erforderlich ist,um einen unsicheren Spannungszustand zu verhindern. Als ein illustrativesBeispiel kann, wenn Vdd0 = 1,0 Volt, Vmax1,05 Volt sein und kann Vmin 0,95 Volt sein. Die Triggerspannungen sindvorzugsweise so ausgewählt,dass der APS Strom in Abhängigkeitvon einer periodischen Taktwelligkeit nicht einspeist oder senkt,wie einer Taktwelligkeit von 0,01 Volt. Die oberen und unteren Triggerspannungenkönnenferner ausgewähltsein, um eine vergleichsweise hohe Induktorspannung zu erzielen(um die Rate zu optimieren, mit welcher der Induktor Ströme ändert).Da jedoch der APS eine endliche Ansprechzeit hat, um die Spannungzu detektieren und darauf zu reagieren, die über einen Triggerspannungspe gelhinausgeht, ist die obere Triggerspannung vorzugsweise ausreichendunter Vmax, um die Wahrscheinlichkeit eines Überspannungszustandes zu verringern,und ist die untere Triggerspannung vorzugsweise ausreichend über Vmin,um die Wahrscheinlichkeit eines Unterspannungszustandes zu verringern.Als ein Beispiel können ΔV1 und ΔV2 ausgewählt sein,um 0,03 Volt zu sein (entspricht einer oberen Triggerspannung von1,03 Volt und einer unteren Triggerspannung von 0,97 Volt), so dasses eine Spanne von 0,2 Volt zum Begründen der endlichen Ansprechzeitder APS gibt, um die Betriebsspannung zu detektieren, darauf zureagieren und sie zu modifizieren.
    [0033] Unter Bezugnahme auf die 3B illustriert die Graphik 302 eineStufenzunahme beim Strom gegenüberZeit durch einen Mikroprozessor, wie es auftreten kann, wenn sicheine Logikschaltung einschaltet. Die Zunahme beim Strombedarf zueiner Anfangszeit t = 0, führtdazu, dass die Betriebsspannung 308 anfänglich abnimmt, wie sich Entkopplungskondensatorenentladen. Wenn die Betriebsspannung auf die untere Triggerspannungabnimmt, führtder APS einen Strom zu, wie durch den schraffierten Bereich 305 angegebenist, um den Strom 310 zu ergänzen, der von dem Induktorbereitgestellt wird. Da es der Spannung gestattet ist, schnell auf dieuntere Triggerspannung abzunehmen, bevor der APS 180 zumQuellenstrom getriggert wird, nimmt der Induktorstrom mit nahezueiner maximalen sicheren Rate zu. Dies verbessert die Geschwindigkeit,mit welcher der Induktor reagiert. Zu Illustrationszwecken zeigteine Vergleichsgraphik 320 (dargestellt als eine gestrichelteLinie), wie der Induktor reagieren würde, wenn ein aktiver Kondensatoranstelle einer APS 180 verwenden werden würde. Einaktiver Kondensator wür delinear auf Änderungenin der Spannung reagieren. Simulationen geben an, dass ein aktiverKondensator ungefährzweimal den Schaltungsbereich (zweimal den Kondensatorbereich) benötigen undes erfordern würde,ungefährzweimal die Gesamtladung zuzuführen,wie ein APS 180 der vorliegenden Erfindung, um eine vergleichbareSpannungsregulierung in Abhängigkeitvon einer Multizyklusänderungbeim Strombedarf bereitzustellen.
    [0034] Ein Aspekt der vorliegenden Erfindungist es, dass die Triggerspannungspegel ausgewählt sind, um größer alsnormale Zyklus-zu-Zyklus-Variationen zu sein, die mit dem Dauertaktbetriebverbunden sind. Bei der vorliegenden Erfindung wird ein Stromeinspeisenoder -absenken nur in Abhängigkeitvon Spannungsänderungengetriggert, die ausreichend groß sind,um eine Multizyklusänderungbeim Strombedarf anzugeben, wie eine Änderung im Logikstrom, dervon einem Mikroprozessor benötigtwird. Außerdemwerden bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Triggerspannungenausgewählt, umes dem Induktor zu gestatten, eine ausreichende Spannung zu entwikkeln,um zu einer großen Änderungsratedes Induktorstromes zu führen,um den neuen Multizyklusstrompegel in einer optimalen Anzahl vonZyklen zu erreichen, ohne sichere Betriebsspannungen für die Mikroprozessorschaltungzu übersteigen.
    [0035] Die 3C istein Graph, der eine Simulation darstellt, die die Effekte von Resonanz,zyklischen Takten und eine Änderungim Logikstrom enthält.Wie im Abschnitt 360 dargestellt ist, wird die Spannung aufdem Chip eine gewisse normale Spannungswelligkeit haben, die mitden Takten währenddes Normalbetriebs zusammenhängt.Zum Beispiel kann in einem Mikroprozessor mit einer nominalen Betriebsspannung vonungefähr1,0 Volt die Welligkeit 10 mV Schwingungen bei jedem Taktzyklusentsprechen. Ein Störungsereignis 365,wie eine Änderungim Logikstrom kann auftreten. Die Grafik 380 stellt die Spannungauf den Chip ohne APS 180 dar. Für diesen Fall kann die Spannung über vieleTaktzyklen oszillieren und sichere Betriebspegel überschreiten. DieGrafik 370 stellt die Spannung auf dem Chip mit aktiverAPS 180 dar. Mit aktiver APS 180 wird ein Stromeinspeisengetriggert, wenn der Spannungspegel unter den unteren Triggerpegelabnimmt. Umgekehrt wird ein Stromsenken getriggert, wenn der Spannungspegelden oberen Triggerpegel übersteigt.Folglich bleibt die Spannung in Abhängigkeit von Änderungenbeim Strombedarf innerhalb sicherer Betriebspegel.
    [0036] Es ist wünschenswert, dass der APS 180 als einekompakte Schaltung implementiert ist, die mit einem herkömmlichenFabrikationsprozess integrierter Schaltungen kompatibel ist, sodass eine oder mehrere APSs 180 auf einem Mikroprozessorintegriert sein können.Außerdemist es wünschenswert,dass der APS 180 eine ausreichend schnelle Ansprechzeit hat,dass er verwendet werden kann, um die Spannung in Hochgeschwindigkeitsmikroprozessorenzu regeln.
    [0037] Die 4–11 beschreiben ein kompaktes APS-Ausführungsbeispielzur Verwendung in Hochgeschwindigkeitsmikroprozessoren. Die 4 stellt ein Funktionsblockdiagrammeines Ausführungsbeispielseines aktiven Leistungsstabilisierers 480 dar. Der APS 480 enthält einenSchwellenwertsensor 410 zum Erfassen der MikroprozessorschaltungsspannungVdd und zum Erzeugen eines Schwellenwertsignals 415, eineSteuersignalschaltung 420, die das Schwellenwertsignal 415 empfängt undSteuersignale 427 erzeugt, die für einen Stromquellenzustand,wenn Strom eingespeist werden muss, oder einen StromsenkenzustandIndikativ sind, wenn Strom abgesenkt werden muss; eine bidirektionaleStromquelle 450, die ein geschaltetes Kondensatornetzwerkenthält,das Kondensatoren und Schalter hat, die konfiguriert sind, um Kondensatorenin Abhängigkeitvon einem Stromquellensteuersignal in Reihe zu schalten, um alseine Stromquelle zu wirken, und um Kondensatoren in Abgängigkeit voneinem Stromsenkensteuersignal parallel zu schalten, um als eineStromsenke zu wirken; und eine Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440,die an die Stromquelle 450 und Steuerschaltung 420 gekoppeltist, konfiguriert zum Zurückstellen/Aufrechterhaltender Kondensatoren in der bidirektionalen Stromquelle 450 aufeiner Dauerzustandsspannung, wenn die Stromquelle nicht Strom einspeistoder senkt. Die Aufrechterhaltungssteuerschaltung stellt die Kondensatorenvorzugsweise auf die Bereitschaftsspannung mit einer ausreichendlangsamen Rate zurück,so dass die bidirektionale Stromquelle während des Aufrechterhaltungszustandeskeine signifikante Stromquelle/-senkeist.
    [0038] Bei einem der Ausführungsbeispielehat die bidirektionale Stromquelle 450 eine Brückenschaltung 500,die Kondensatoren und Schalter enthält, die in einer Brückentopologieangeordnet sind, wie in der 5 dargestelltist. Ein Hochspannungsknoten 508 und ein Erdungsknoten 506 können andas Leistungsgitter einer integrierten Schaltung gekoppelt sein,um Strom einzuspeisen oder zu senken. Ein erster Arm 590 derBrückezwischen den Knoten 502 und 508 enthält einenersten Kondensator 510. Ein zweiter Arm 592 zwischenden Knoten 508 und 504 enthält Schalter 540a und 540b.Ein dritter Arm 594 zwischen den Knoten 504 und 506 enthält einen zweitenKondensator 520. Ein vierter Arm 596 zwischenden Knoten 506 und 502 enthält Schalter 530a und 530b.Ein Brükkenzentrumsabschnitt 598 zwischenden Knoten 502 und 504 enthält ein Paar von Schaltern 550a, 550b, 560a, 560b,die gleichmäßig arbeiten.Jede Anordnung von Schaltern 530, 540, 550 und 560 enthält vorzugsweiseeine Mehrzahl von Schaltern, um es den Schaltern zu gestatten, entwederals ein Hochleitungsschalter oder als ein Hochwiderstandsschalterbetrieben zu werden.
    [0039] Bei einem Ausführungsbeispiel können die Aufrechterhaltungsschalter 530b, 540b, 550b und 560b selektiveingeschaltet werden, um als Widerstandselemente eines Spannungsteilerszu wirken, um die Spannung überden Kondensatoren auf einen gewünschtenPegel zurückzustellen.Zusätzlichkann der Widerstand ausgewähltwerden, um die Spannung übereiner Zeitskala zurückzustellen,die dermaßenausreichend lang ist, dass, wenn die Spannung zurückgestelltwird, der APS keine signifikante Stromquelle oder -senke bezüglich derMikroprozessorschaltung ist. Als ein Beispiel hat unter der Annahme,dass jeder kombinierte Schalter 530, 540, 550, 560,dieselbe Gesamtanzahl von "Fingern" hat, ein bevorzugtesAusführungsbeispiel20 % der Finger von kombinierten Schaltern 530 und 540,die als Aufrechterhaltungsschalter 530b und 540b verwendet werden,während60 % der Finger von kombinierten Schaltern 550 und 560 verwendetwerden, um Aufrechterhaltungsschalter 550b und 560b zubilden. Bei einem Ausführungsbeispielwird, wobei alle Aufrechterhaltungsschalter 530b, 540b, 550b, 560b eingeschaltetsind, ein Spannungsteiler gebildet, der 80 % der Gesamtspannungvon Vdd zur Erde überjedem Kondensator 510, 520 platziert.
    [0040] Die Brücke 500 kann als eineStromsenke konfiguriert sein, die Kondensatoren hat, die parallel gekoppeltsind, indem der Schalter in dem zweiten Arm und vierten Arm eingeschaltetist, wobei der geschaltete Brückenabschnittausgeschaltet ist. Umgekehrt kann die Brücke als eine Stromquelle konfiguriertsein, die Kondensatoren hat, die in Reihe geschaltet sind, indemder Schalter in dem Brückenabschnitteingeschaltet ist und der Schalter in dem zweiten Arm und dem viertenArm ausgeschaltet ist. In einem Aufrechterhaltungszustand werdendie Spannungspegel an den Knoten 502 und 504 aufeinen Gleichgewichtsspannungswert zurückgebracht unter Verwendungeines Shuntspannungsteilers, der durch Einschalten von ausgewählten "m" Transistoren 530b, 540b, 550b, 560b gebildetist. In einem freien oder Ruhezustand (nicht gezeigt) können die Schalterin dem zweiten Arm, vierten Arm und der Brücke in einem Aus-Zustand gelassenwerden, was zu einem Schweben bei der Spannung an den Knoten 502 und 504 führt.
    [0041] Die 6 illustriertein Schema eines Ausführungsbeispielsder Aufrechterhaltungsteuerschaltung 440 gemäß der vorliegendenErfindung zum Erzeugen von Steuersignalen a1m, a2m, b1m und b2m.Die Aufrechterhaltungsteuerschaltung 440 enthält ein erstesXNOR-Gate 1110, ein zweites XNOR-Gate 1120, einenersten Inverter 1130, einen zweiten Inverter 1140,einen dritten Inverter 1114 und ein UND-Gate 1112.Das erste XNOR-Gate 1110 ist konfiguriert, um m1 von derSteuersignalschaltung 420 zu empfangen, und um eine Ausgabevon dem UND-Gate 1112 zu empfangen. Das zweite XNOR-Gate 1120 istkonfiguriert, um m2 von der Steuersignalschaltung 420 zuempfangen, und um die Ausgabe vom UND-Gate 1112 zu empfangen. DasUND-Gate 1112 empfängtml, ein invertiertes m2 über dendritten Inverter 1114 und Ein vom Freigabesignal 423.Das Produkt des UND-Gates 112 wird den ersten und zweitenXNOR-Gates 1110 und 1120 bereitgestellt,wie oben angeben ist. Das Ergebnis des ersten XNOR-Gates 1110 wirdals b1m ausgegeben und wird durch den ersten Inverter 1130 invertiert,um als a2m ausgegeben zu werden. Das Ergebnis des zweiten XNOR-Gates 1120 wirdals a1m ausgegeben und wird durch den zweiten Inverter 1140 invertiert,um als b2m ausgegeben zu werden.
    [0042] Die 7 illustrierteine exemplarische Wahrheitstabelle, die illustrative Logiksignaleund Betriebszuständeder Schaltung darstellt. Es ist zu verstehen, dass die Logiktabellefür diedargestellten Schaltungen exemplarisch ist, und dass andere Schaltungenmit unterschiedlichen Logikimplementierungen verwendet werden können, umeinen APS 480 zu bilden.
    [0043] Bei einem Ausführungsbeispiel gibt ein Freigabesignalan, ob der APS 480 arbeiten sollte, um die Leistung zuregulieren; Ein gibt an, ob die Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440 einenAufrechterhaltungszustand oder einen Ruhezustand einnehmen sollte.Durch Schalten des APSs 480 zum Ruhezustand kann eine Leistungseinsparungrealisiert werden, jedoch kann der APS 480 in dem Aufrechterhaltungszustandohne Nachteil auf seinen Betrieb indefinit bleiben.
    [0044] Füreine Hochgeschwindigkeitsmikroprozessorschaltung ist eine empfindliche,vergleichsweise schnelle Sensorschaltung 410 zum Detektierenvon Spannungsänderungen,die eine Aktion erfordern, zusammen mit einer ausreichend schnellenSteuersignalschaltung 420 wünschenswert. Die 8 ist ein Blockdiagramm,das Schwellenwertsensoren 410 darstellt, die an eine Steuersignalschaltung 420 gekoppeltsind, um die Aktion der bidirektionalen Stromquelle 450 zuregeln. Illustrative Steuersignale 415, 425, 427 und 445 sowiedas Freigabesignal 423 sind in der 8 dargestellt. Ein Schwellenwertsignal 415 enthält ein "V+"-Signal, das angibt,ob Vdd übereinem oberen Schwellenwert ist, und enthält "V–"-Signal, das angibt, ob Vdd unter einemunteren Schwellenwert ist. Das erste Steuersignal 425 enthält zwei Signalem1 und m2, die als Statusbits wirken und den Betrieb der Aufrechterhaltungssteuerschaltung 440 steuern.Das zweite Steuersignal 427 enthält a1-, a2-, b1- und b2-Signale,die jeweils den Betrieb und die Konfiguration der Stromquelle 450 steuern. Ähnlich enthält das Aufrechterhaltungssteuersignal 445 a1m,a2m, b1m und b2m, die die Aufrechterhaltungsschaltung in der Stromquelle 450 steuern.
    [0045] Die 9a–9d stellen ein Ausführungsbeispielder Schwellenwertsensoren 410 dar. Wie oben erörtert wurde, überwachenund vergleichen die Schwellenwertsensoren 410 Vdd gegenüber dem Schwellenwert 352 unddem Schwellenwert 356. Die Schwellenwertsensoren 410 sindkonfiguriert, um ein Schwellenwertsignal 415 auszugeben,das aus V+ und V– besteht.Wie in der 9a dargestelltist, bestehen die Schwellenwertsensoren aus zwei "Stromspiegel"-Differenzialverstärkern 910, 920.
    [0046] Der erste Differenzialverstärker 910 istein P-Typ-Verstärker undwird verwendet, um zu bestimmen, ob Vdd unter dem Schwellenwert 356 Vdd0 – ΔV2 ist. Umden Vergleich einzurichten, wird Vdd zuerst durch eine Störungserfassungs-Abzweigschaltungoder -Leiterschaltung 930 hindurchgeführt.
    [0047] Die 9b stelltein, Ausführungsbeispiel derStörungserfassungsabzweigschaltung 930 dar. DieAbzweigschaltung 930 ist ein Widerstandsspannungsteiler,der konfiguriert ist, um Vinst(hoch) 932, Vmittel 934 und Vinst(niedrig) 936 zuerzeugen. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist Vinst(hoch) 932 ungefähr 15 mV über Vdd/2für eine1 V Vdds, ist Vinst(niedrig) 936 ungefähr 15 mVunter Vdd/2 und ist Vmittel 934 ungefähr gleichder Hälftevon Vdd.
    [0048] Unter Bezugnahme auf die 9d wird Vmittel 934 durcheinen Tiefpassfilter 950 hindurchgeführt, um Vmittel(gefiltert) 942 zuerzeugen, was sich 0,5 Vdds annähert. DerTiefpassfilter ist konfiguriert, um Spannungs- und Stromtransientenzu entfernen, was eine stabile Spannung übrig lässt, die 1/2 Spannung am Knoten 920 ist,wie sie von der externen Leistungsversorgung und dem Regulator 210 zugeführt wird.Vmittel (gefiltert) 920 wird auch von einem Referenzwiderstandsspannungsteiler 940 verwendet,um Vref(hoch) 944 und Vref(niedrig) 946 zu erzeugen. DieserSpannungsteiler ist in der 9c dargestellt.Bei einem Ausführungsbeispielist Vref(hoch) 944 ungefähr 2/3 Vdds und ist Vref(niedrig) 946 ungefähr 1/3 Vdds.
    [0049] Vmittel(gefiltert) 942,Vinst(oben) 932 und Vref(hoch) 944 werdenan erste Differenzialverstärker 910 bereitgestellt,um Vinst(hoch) 932 mit Vmittel(gefiltert) 942 zu vergleichen.Da der erste Differenzialverstärker 910 konfiguriertist, um ein P-Type-Verstärker zusein, erzeugt er einen Wert von "0" für V+, wenn Vinst(hoch) 932 größer alsVmittel (gefiltert) 942 ist und gibt einen Wert von "1" aus, wenn Vinst(hoch) 932 geringerals Vmittel (gefiltert) 942 ist.
    [0050] Der zweite Differenzialverstärker 920 istein N-Typ-Verstärker, derin einer komplementärenWeise bezüglichdes ersten Differenzialverstärkers 910 verwendetwird, um zu bestimmen, ob Vdd überVdd0 + ΔV1-Schwellenwert 352 ist.Vmit el(gefiltert) 942, Vinst(niedrig) 936 und Vref(niedrig) 946 werdenan den zweiten Differenzialverstärker 920 bereitgestellt,um Vinst(niedrig) 936 mit Vmittel(gefiltert) 942 zu vergleichen. Der zweite Differenzialverstärker 920 istkonfiguriert, um ein N-Typ-Verstärkerzu sein, und erzeugt einen Wert von "0" für V-, wennVinst(niedrig) 936 größer alsVmittel(gefiltert) 942 ist, undgibt einen wert von "1" aus, wenn Vinst(niedrig) 936 geringer als Vmittel (gefiltert) 942 ist.
    [0051] Die 10 istein Schema einer Steuersignalschaltung 420 gemäß der vorliegendenErfindung. Die Steuersignalschaltung 420 enthält zweiInverterverstärkungsketten 1010, 1020.Die Verstärkungsketten 1010, 1020 sindin einer herkömmlichenWeise aus herkömmlichenInvertern gebildet. Die Ausgabe von den Differenzialverstärkern 910, 920 in Schwellenwertsensoren 410 erzeugtnicht viel Stromverstärkung.Um die Anschaltzeit von kombinierten Schaltern 530, 540, 550, 560 zuverringern, ist ein höheresStromsignal erforderlich. Die Verstärkungsketten 1110,1120 sorgenfür diehöherenStromsignale.
    [0052] Die erste Verstärkungskette 1010 empfängt undverarbeitet das "V–"-Signal vom zweitenDifferenzialverstärker 920.V– wirddurch eine Mehrzahl von Invertern hindurchgeführt, um schnell eine hohe Stromverstärkung zuentwickeln, um die Regelschalter 530a und 540a über Steuersignaleb1 und a2 zu betreiben. Die Signale b1 und a2 sind konfiguriert, umvon verschiedenen Inverterstufen in der ersten Verstärkungskette 1010 gezogenzu werden, so dass b1 immer im Wert entgegengesetzt zu a2 ist. Jedoch ist,wie oben angegeben ist, der Schalter 540a von einer N-FET-Gestaltungund ist der Schalter 530a von einer P-FET-Gestaltung, wodurchb1 und a2 effektiv dieselbe Information tragen, die für ihrenzugehörigenSchalter ausgelegt ist.
    [0053] Ähnlichempfängtund verarbeitet die zweite Verstärkungskette 1020 das "V+"-Signal von dem erstenDifferenzialverstärker 910.V+ wird durch eine Mehrzahl von Invertern hindurchgeführt, umschnell eine hohe Stromverstärkungzu entwickeln, um die Regelschalter 550a und 560a über Steuersignaleb2 und a1 zu betreiben. Die Signale b2 und a1 sind konfiguriert,um von verschiedenen Inverterstufen in der zweiten Verstärkungskette 1020 gezogenzu werden, so dass b2 im Wert immer entgegengesetzt zu a1 ist. Jedochist, wie oben angegeben ist, der Schalter 550a von einerN-FET-Gestaltungund ist der Schalter 560a von einer P-FET-Gestaltung, wodurchb2 und a1 effektiv dieselbe Information tragen, die für ihrenzugeordneten Schalter ausgelegt ist.
    [0054] Beide Verstärkungsketten 1010 und 1020 enthaltenauch eine Freigabeschaltung, um den APS 480 erforderlichenfallszu sperren. Wie dargestellt ist, empfängt die Freigabeschaltung En 1035 undEn 1040. En 1040 ist ein Aktiv-hoch-Freigabesignal, das vonEa erhalten wird, und En 1035 ist sein Komplement. Wennder APS 480 gesperrt ist (Ea = "0"),dann ist die erste Verstärkungskette 1010 konfiguriert,um a2 mit einem Wert von "1" und b1 mit einemWert von "0" auszugeben, waseffektiv beide Schalter 530a und 540a ausschaltet. Ähnlich ist,wenn der APS 480 gesperrt ist, die zweite Verstärkungskette 1020 konfiguriert,um b2 mit einem Wert von "0" und a1 mit Wert von "1" auszugeben, was effektiv beide Schalter 550a und 560a ausschaltet.
    [0055] Die erste Verstärkungskette 1010 erzeugt auchml zur Signalaufrechterhaltungssteuerschaltung 440. Beidem bevorzugten Ausführungsbeispiel hält m1 unterder Annahme denselben wert wie V–, dass der APS 480 freigegebenist. Wenn der APS 480 nicht freigegeben ist, dann hat m1den Wert von "1", ungeachtet desWertes von V+. Ähnlicherzeugt die Verstärkungskette 1020 m2,um denselben Wert wie V+ zu halten, wenn nicht der APS 480 gesperrt ist,an welchem Punkt m2 den Wert von "0" hat.
    [0056] Es ist zu verstehen, dass die Gestaltungvon APS 180 füreine bestimmte Anwendung von vielen Faktoren abhängen wird Insbesondere dieAnsprech-Einschalt-/Ausschalt-Charakteristika von APS 180 können durchVariieren von Parametern ausgewähltwerden, die mit den Schwellenwertsensoren 410 und der Steuersignalschaltungzusammenhängen.Bei einigen Anwendungen ist es wünschenswert,dass der APS in der Lage ist, sich innerhalb weniger Zyklen desErfassens einer Spannung einzuschalten, die einen Triggerpegel übersteigt.Die Abschaltabhängigkeitzum Detektieren der unter den Triggerpegel zurückkehrenden Spannung kann identischzu der Einschaltabhängigkeitsein, obwohl zu verstehen ist, dass die Einschalt-/Ausschalt-Abhängigkeitasymmetrisch sein kann. Zum Beispiel kann bei einigen Ausführungsbeispielendie Einschalt-Abhängigkeitschneller als die Ausschalt-Abhängigkeit sein.Die Hoch- und Niedrig-Triggerspannungen Vdd0 + ΔV1 352 undVdd0 – ΔV2 356,für welcheein Stromeinspeisen und -senken aktiviert sind, können ausComputersimulationen aus gewähltwerden, wie durch Bestimmen von maximalen Spannungsbereichen, diewahrscheinlich fürwahrscheinliche Variationen bei Mikroprozessorstrombedürfnissenauftreten, und Bestimmen von Triggerspannungen für spezielle APS-Implementierungen,die ausreichend bald einschalten, nachdem die Triggerspannung detektiert wurde,und welche ausreichend Strom einspeisen/senken, um unsichere Spannungszustände zu verhindern.
    [0057] Zusammenfassend beschränkt beieiner gepackten integrierten Schaltung die Packungsinduktivität die Rate,mit welcher ein Strom von außerhalb desChips in Abhängigkeitvon einer Änderungbeim Strombedarf der integrierten Schaltung auf dem Chip variiertwerden kann. Die vorliegende Erfindung schafft eine Spannungsregulatorschaltungauf dem Chip zum Regulieren von Multizyklusspannungsfluktuationeneiner integrierten Schaltung in Verbindung mit Änderungen beim Strombedarfder integrierten Schaltung. Der Spannungsregulator speist Strom ein,um einen Unterspannungszustand zu verhindern, und senkt Strom, umeinen Überspannungszustandzu verhindern.
    [0058] Die Erfindung ist exemplarisch inFormen einiger spezifischer Ausführungsbeispieledargestellt. Ein Fachmann wird erkennen, dass verschiedene alternativeBeispiele existieren können,um die Stromquelle und Aufrecherhaltungsschaltung der vorliegendenErfindung zu steuern. Ferner wird ein Fachmann erkennen, dass verschiedeneTopologien existieren können,um die Stromquelle und Aufrechterhaltungsschaltung zu bilden. Esist nicht beabsichtigt, dass die Erfindung auf die hierin erörtertenAusführungsbeispielebeschränktist, sondern sie soll statt dessen durch die folgenden Ansprüche definiertsein.
    权利要求:
    Claims (7)
    [1] Spannungsregulator zum Regulieren der Spannungeiner integrierten Schaltung, enthaltend: eine Brückenschaltung,die wenigstens zwei Kondensatoren und Schalter zum Koppeln der wenigstenszwei Kondensatoren zwischen einen Hochspannungsknoten und einenNiederspannungsknoten eines Leistungsgitters der integrierten Schaltunghat; einen Sensor zum Detektieren einer Betriebsspannung derintegrierten Schaltung; eine Steuerschaltung, die konfiguriertist, um die wenigstens zwei Kondensatoren in Abhängigkeit von der über eineroberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer parallelenKonfiguration zu schalten, um Strom zu senken, um die Kondensatorenin Abhängigkeitvon der unter einer unteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannungin einer seriellen Konfiguration zu schalten, um Strom einzuspeisen,und um die Kondensatoren in Abhängigkeitvon der zwischen der unteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannungliegenden Betriebsspannung in einer Spannungsteilerkonfigurationzu schalten, um die Kondensatoren auf eine ausgewählte Spannungzurückzustellen.
    [2] Spannungsregulator nach Anspruch 1, wobei der Sensoreine Abzweigschaltung und Differenzialverstärker enthält.
    [3] Spannungsregulator nach Anspruch 1 oder 2, wobeidie Steuerschaltung Verstärkungsketteninverterund eine Aufrechterhaltungsschaltung enthält.
    [4] Spannungsregulator nach einem der vorhergehendenAnsprüche,wobei die Brückenschaltung enthält: einenersten Kondensator, der in einem ersten Arm angeordnet ist; einenersten Satz von Schaltern, der in einem zweiten Arm angeordnet ist; einenzweiten Kondensator, der in einem dritten Arm angeordnet ist; einenzweiten Satz von Schaltern, der in einem vierten Arm angeordnetist; und einen dritten Satz von Schaltern, der in einem Brückenabschnittangeordnet ist; welcher erste Arm einen Hochspannungsknotenmit einem ersten Zwischenknoten koppelt; welcher vierte Arm denersten Zwischenknoten mit einem Niederspannungsknoten koppelt, welcherzweite Arm den Hochspannungsknoten mit einem zweiten Zwischenknotenkoppelt, welcher dritte Arm den zweiten Zwischenknoten mit dem Niederspannungsknotenkoppelt, und welcher Brückenabschnittden ersten Zwischenknoten mit dem zweiten Zwischenknoten koppelt; welcheSteuerung die Schalter in dem Brückenabschnittselektiv einschaltet, um die ersten und zweiten Kondensatoren inReihe zu schalten; welche Steuerung die Sätze von Schaltern in den zweitenund vierten Armen selektiv einschaltet, um die Kondensatoren parallelzu schalten; und welche Steuerung einen ersten Untersatz desSatzes von Schaltern in der Brückenschaltungeinschaltet, um in einem Aufrechterhaltungszustand einen Spannungsteilerzum Zurückstellender Spannung der Kondensatoren auf eine vorgegebene Spannung bildet.
    [5] Spannungsregulator zum Regulieren der Spannung einerintegrierten Schaltung, enthaltend: eine Brückenschaltung, die einen erstenArm mit einem ersten Kondensator, einen zweiten Arm mit einer Mehrzahlvon Schaltern, einen dritten Arm mit einem zweiten Kondensator,einen vierten Arm mit einer zweiten Mehrzahl von Schaltern und einenBrückenabschnittmit einer dritten Mehrzahl von Schaltern enthält; welche Brückenschaltungdie Kondensatoren zwischen einen Hochspannungsknoten und einen Niederspannungsknoteneines Leistungsgitters der integrierten Schaltung koppelt; einenSensor zum Detektieren einer Betriebsspannung der integrierten Schaltung; eineSteuerschaltung, die konfiguriert ist, um die ersten und zweitenKondensatoren in Abhängigkeitvon der übereiner oberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einerparallelen Konfiguration zu schalten, um Strom zu senken, um dieersten und zweiten Kondensatoren in Abhängigkeit von der unter einerunteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannung in einer seriellenKonfiguration zu schalten, um Strom einzuspeisen, und um die Kondensatorenin Abhängigkeitvon der zwischen der unteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannungliegenden Betriebsspannung in einer Spannungsteilerkonfigurationzu schalten, um die Kondensatoren auf eine ausgewählte Spannungzurückzustellen.
    [6] Spannungsregulator für eine integrierte Schaltung,enthaltend: Einrichtungen zum Erfassen einer Betriebsspannung derintegrierten Schaltung; Einrichtungen zum Senken von Stromin Abhängigkeitvon der eine obere Triggerspannung übersteigenden Betriebsspannung;und Einrichtungen zum Einspeisen von Strom in Abhängigkeitvon der eine untere Triggerspannung unterschreitenden Betriebsspannung.
    [7] Verfahren zum Verwenden einer Brückenschaltung, die wenigstenszwei Kondensatoren, die in zwei Armen der Brückenschaltung angeordnet sind,und Schalter hat, die in den anderen Armen der Brückenschaltungund in einem Brückenzentrumsabschnittangeordnet sind, um die Betriebsspannung einer integrierten Schaltungmit einer gewünschten Zielbetriebsspannungzu regulieren, welches Verfahren enthält: Schalten der Kondensatorenin Reihe übereinen Hochleitungspfad, um in Abhängigkeit von der unter einerunteren Triggerspannung liegenden Betriebsspannung Strom an dieintegrierte Schaltung einzuspeisen; Parallelschalten der Kondensatoren über einen Hochleitungspfad,um in Abhängigkeitvon der über eineroberen Triggerspannung liegenden Betriebsspannung Strom von derintegrierten Schaltung zu senken; und Koppeln jedes Kondensatorsan einen Spannungsteiler, um in Abhängigkeit von der zwischen derunteren Triggerspannung und der oberen Triggerspannung liegendenBetriebsspannung die Spannung der Kondensatoren auf eine vorgegebeneSpannung zurückzustellen,die niedriger als die Zielspannung ist.
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    2014-02-06| R003| Refusal decision now final|Effective date: 20131112 |
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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